4.096M 20PF 30PPM
20000
49S/15+
现货可开票
4.096MHZ
99999
SMD/-
7*55*3.23.2*2.5
4.096
608900
SMD/-
一手渠道 假一罚十 原包装常备现货林R Q2280193667
4.096
16300
SMD47/2024+
原厂原装现货库存支持当天发货
4.096
12260
SMD47/23+
高品质 优选好芯
4.096
48000
SMD47/24+
原装现货，可开专票，提供账期服务
4.096
60701
SMD47/24+
深圳原装现货，可看货可提供拍照
4.096
80000
-/23+
原装现货
4.096
51005
SMD47/24+
原厂原装现货,提供一站式配单服务
4.096
5000
SMD47/23+
原装库存，提供优质服务
4.096
5000
SMD47/24+
优势渠道现货,提供一站式配单服务
4.096
8700
SMD47/2023+
原装现货
4.096
526
SMD47/24+
只做原装,专注海外现货订购20年
4.096
80000
-/23+
原装现货
4.096
41101
SMD47/-
大量现货，提供一站式配单服务
4.096
138000
SMD/23+
全新原装现货/实单价格支持/优势渠道
4.096
65286
-/21+
全新原装现货，长期供应，免费送样
4.096
65200
SMD/21+
一级代理/放心采购
4.096
80000
-/2024+
原装现货
4.096
168000
SMD/23+
全新原装现货/实单价格支持/优势渠道
调， 从而不需要载波的相位同步， 简化了接收机的电路设计。因而采用dpsk 作为中频数字化直扩通信终端的数字调制方式。 在中频载频的选择上， 采用21.4 mhz为中频数字化直扩通信终端的中频载频。 ( 5) 伪码同步电路: 对于伪码捕获电路框架， 采用非相干串行捕获法。其中的积分清洗滤波器可用累加器或者匹配滤波器来代替。由于直扩通信终端采用先解扩后解调， 在解扩之前无法得到精确的载波相位和载频， 因此伪码跟踪电路采用非相干超前延时锁相环。 3 仿真结果 由于伪码速率为4.096 mb/ s， 故由采样定理可知至少需8.192 mhz 的采样频率对伪码采样， 考虑到伪码跟踪电路延迟超前锁相环的方便设计， 采用16.384 mhz的采样速率对伪码进行采样， 即一个伪码采四点。因而信息信号经扩频后得到的基带扩频信号速率为16.384 mb/ s， 而dac 转换速率设定为81.92 mb/ s，所以为匹配数据速率需要对基带扩频信号进行内插， 内插因子为81. 92/ 16. 384= 5。接收过程为发送过程的反过程， 抽取因子等于内插因子也为5。 为了提高频谱利用率，
·min-1，即脉冲频率f最高不大于2400hz，根据采样定理，设定采样率fs=5000hz，采样时间取1s，则采样数n=5000，频率分辨率δf=fs/n=5000/5000=1hz。转速的误差为0.042%，满足国标推荐仪器精度±0.5%的要求。 3．3 温度测量 温度调理模块设置如表1所示，其中k型热电偶范围参考gb/t16839.1-1997。表1 热电偶调理模块设置 温度类型 范围/℃ k型热电偶范围/mv 设置 滤波/hz 环境温度 0～50 0～4.096 2000 4 冷却水温 50～100 2.023～4.096 1000 4 排气温度 100～600 4.096～24.905 200 4 在labview内设置好虚拟温度通道，labview内部自动设置用幂函数拟合标定的曲线。温度系统总误差等于温度采集系统中daq卡、系统噪声、增益、漂移冷端补偿等各因素误差的总线。排气温度计和冷却水温计经过机械要业第三计量测试（广州）站根据国家检定规程jjg368-1984进行了校准，而环境温度计用rts-60制冷恒温槽（精
但其主要功能是优化驱动放大器和ad7626之间的接口。串联电阻将驱动放大器与adc开关电容器前端的高频开关尖峰隔离。ad7626数据手册显示了20 ω和56 pf的值。在图1所示电路中，这些值根据实际应用优化为33 ω和56 pf。若要针对转换中的电路和输入频率对电阻-电容组合进行略微优化，只需改变r-c组合即可。但是切记，若组合不当，将限制ad7626的总谐波失真（thd）和线性度性能。此外，adc带宽的增加会引起更多噪声。 ada4932-1电源电压的选择也得到了优化。在电路中，对应于4.096v的内部基准电压，ad7626的输出共模电压（vcm引脚）为2.048 v，每个输入（in+、in-）在0 v和+4.096 v之间摆幅，发生180 °错相，这提供了adc的8.2 v满量程差分输入。对于线性运算的每个电源电压，ada4932-1输出级需要大约1.4 v的裕量。当电源电压关于共模电压大致对称时，能获得最佳失真性能。如果选定-2.5 v负电源，则至少需要大约+6.5 v正电源才能关于2.048v共模电压对称。 实验表明，+7.25 v正电源可为2.4 mhz信号音提供最佳的总
vref)的主要目标是设立系统精度。例如，模/数转换器(adc)根据基准电压设置其满量程输入电平。下文讨论了如何在初始精度和温度系数(tempco)之间进行折中，在保证满足系统精度的前提下拓宽电压基准的选择范围。下面介绍的计算方法可根据给定的初始精度确定温度系数，反之亦然。 任何典型的adc应用中均会指定模拟电压范围，由adc进行数字化。为满足标准输入电压范围的要求，这些模拟信号通常必须经过抗混叠滤波、缓冲，可能的话还要将幅度调节到适当的范围。对于典型的adc输入满量程值中，2.048v和4.096v是数字系统中非常有用的电压基准，因为每位对应于整数的毫伏电压。例如，具有4.096v满量程输入的12位adc，每位对应的值为4.096 / (212 = 4096) = 1mv；同一系统中8位adc的每位“间隔”电压为4.096 / (28 = 256) = 16mv/位。 假设数字系统要求充分利用adc的分辨率?输出正确，输入有1 lsb的变化时即可产生响应。因此，我们规定总的转换误差为0.5 lsb。为简化讨论，假设adc是一个理想器件，误差仅由基准产生。这样，最差工作条件下，允许vref
精度要求密切相关，如上述表1所示。在整个温度范围内保持合理的温漂和初始精度非常关键。 以max11046为例，1 lsb ＝ 62.5?v。max11046内部基准的温漂为±10ppm/°c。在整个50°c温度范围内，基准漂移可达±500ppm或约±2.048mv (±33 lsb)。 在对温漂要求比较严格的应用中，最好使用外部低温漂基准，如max*1 (1ppm/°c)。1ppm/°c的电压基准在整个50°c范围内的漂移只有0.2mv (或±3 lsb)。max*1基准的初始精度为4.096 ±0.001，远远优于max11046的内部基准(4.096 ±0.0016)，大大提高了das精度和温度稳定性。 使用外部基准时，max11046的基准输入电流仅为±10?a。串联型基准(如max*1)的输出电流可达10ma，因此，单个基准器件可以为多个高性能adc提供参考，从而消除了不同器件之间的基准差异。 pcb设计和布板考虑 多通道、同时采样adc设计所面临的挑战将在电力线监控应用中详细讨论，该部分将参考上述板级框图和图3所示的主要噪声/干扰源进行讨论。 噪声抑
·min-1，即脉冲频率f最高不大于2400hz，根据采样定理，设定采样率fs=5000hz，采样时间取1s，则采样数n=5000，频率分辨率δf=fs/n=5000/5000=1hz。转速的误差为0.042%，满足国标推荐仪器精度±0.5%的要求。 3．3 温度测量 温度调理模块设置如表1所示，其中k型热电偶范围参考gb/t16839.1-1997。表1 热电偶调理模块设置 温度类型 范围/℃ k型热电偶范围/mv 设置 滤波/hz 环境温度 0～50 0～4.096 2000 4 冷却水温 50～100 2.023～4.096 1000 4 排气温度 100～600 4.096～24.905 200 4 在labview内设置好虚拟温度通道，labview内部自动设置用幂函数拟合标定的曲线。温度系统总误差等于温度采集系统中daq卡、系统噪声、增益、漂移冷端补偿等各因素误差的总线。排气温度计和冷却水温计经过机械要业第三计量测试（广州）站根据国家检定规程jjg368-1984进行了校准，而环境温度计用rts-60制冷恒温槽（精
宽为单位来测量相位噪声。bliley公司用at切形晶体制作的nv45a在补偿点10hz、100hz、1khz和10khz处的相位噪声分别为100、135、140和145dbc/hz，而用sc切割晶体制成的同样ocxo，则在所有补偿点上的噪声性能都优于5dbc/hz。 金石集团生产的ocxo，频率范围为5～120mhz，在－10～＋60℃的温度范围内，频率稳定度有±0.02、±0.03和±0.05ppm，老化指标为±0.02ppm/年和±0.05ppm/年。oak频率控制公司的4895型4.096～45mhz双恒温箱控制ocxo，温度稳定度仅为0.002ppm（2×10－10）/0～75℃；4895型ocxo的尺寸是50.8mm×50.8mm×38.3mm，老化率为±0.03ppm/年。如果体积缩小一点，在性能指标上则会有所牺牲。oak公司生产的10～25mhz表面贴装ocxo，频率稳定度为±0.05ppm/0～70℃。piezocrystal的275型用于全球定位系统（gps）的ocxo采用sc切形石英晶体振子，在0～75℃范围内总频偏小于±0.005ppm，最大老化率为±0.005p
atum 4/4e 迁移到 stratum 3 时钟。全部特性和模式均可通过硬件进行选择，减少了对复杂的软件驱动程序或外部微处理器的需求。 zl30109 可接受两路参考时钟输入，可自动同步到任何工作在 2 khz、8 khz、1.544 mhz、2.048 mhz、8.192 mhz、16.384 mhz 或 19.44 mhz 频率的时钟上。该器件采用卓联独有的抖动处理技术抑制输入时钟的抖动，并能输出下列频率的时钟： 2 khz、8 khz、1.544 mhz、2.048 mhz、4.096 mhz、8.192 mhz、16.384 mhz、32.768 mhz、65.536 mhz 和 19.44 mhz。 作为终端产品和接入设备中的基本时钟控制器件，zl30109 芯片必须确保在网络中断或升级期间保持工作。卓联的 dpll持续监测输入参考时钟，并在检测到参考时钟出现故障或丢失时，进行无间断参考时钟切换。dpll 可在网络或内部系统间存在抖动和漂移情况下维持稳定可靠的输出时钟。 如果网络同步时钟源暂时丢失，zl30109 器件将自动切换到保持模式并根据从
所示电路也采用+5 v单电源供电，并使用电流输出dac ad5443，其iout2引脚接+2.5 v，vref引脚接地。4.096 v精密基准电压源adr444 和一个分压器网络，用来产生该dac iout2引脚所用的+2.5 v电压以及输出驱动器级所用的+3.75 v共模电压。 图. 用于电流输出dac ad5443的差分驱动器 来源:技术员
简单的小问题这是个简单的小问题,第一:要会善用 rtcc 及 option,两特殊寄存器.第二:振荡器的振荡频率要准确,而且要配合 rtcc 的分频比率,振荡频率最好配合的是 4.096 mhz （须外加微调补偿电容来调整 4.096 mhz 频率）,把 option 的 rtcc 分频比率设为 128，这样分频下来便有 125 us,在将 rtcc 参数设为 '计数 8' 或 '计数 80'（256-8 或 256-80) 这样便可得到非常准确的 1ms 或 10ms.只要不停电,保证非常准确。(1/4.096) * 4 = 0.9765625us09765625us * 128 = 125us125us * 8 = 1000us = 1ms125us * 80 = 10000us = 10ms剩下的就由大虾去设计了。
为什么要用2.5v的电压基准阿电压基准有最常用的5v，以他为基准很好理解还有4.096和2.5，这都是在什么时候用阿
为什么用float定义变量后运算的结果不对？我的系统中有一片adc，我把adc转换的结果变换为float变量时，转换的结果不对，很奇怪，为什么。比如，adc转换的输出为0xffec,存入uint16型变量z中，我作这样一个变换：temp=((fp32)(z)/65535)*4.096;temp竟然等于0。如果是用51的话，在keil中肯定不会出现这种现象的。
0度以上输出电压>1.24v我现在最大的愿望就是把运放供电电压降到+5v，+9v供电多了好多麻烦。运放我现在选用mcp609或者mcp619，性能应该比op07好多拉。to away：我怎么才可以省去那两个tl431？电阻分压后再跟随的话，还需要两个运放的啊，我现在用的是4运放mcp619，算上放大的3个运放，一共要5个运放了。我打算用电源+5v通过电阻分压得到+2.5v提供给vref1，但电源+5v同时给mcu等供电，波动可能会稍大点，我就怕这个波动对放大电路有影响！！！vref2用+4.096用电阻分压的方式再运放跟随（正好4运放还有一个没用）供给；
对max197的另一个发现由于我用max197测量的电压值与实际电压值总是成一定比例的缩小，细细测量发现这个系数是1.22。又联想到资料的说明：我的基准为内部4.096v，我设置的输入量程按资料上写的是0到5v，而5除以4.096正好是1.22。难道是一种巧合，还是max192就有这种对应关系，请各位指点，不胜感谢！
联系人：
联系方式：
